Une introduction aux circuits de conditionnement de signal de capteur RTD

Dans les articles précédents de cette série, nous avons discuté des principes de base des détecteurs de température à résistance (RTD) et de la manière dont leur réponse est caractérisée. Cet article traite des bases des différents circuits de conditionnement de signal pour les applications RTD.

Un simple diviseur de tension résistif peut être utilisé pour convertir les variations de la résistance RTD en un signal de tension. La figure 1 montre un schéma de circuit typique pour un RTD en platine. Le Pt1000 sur la figure désigne un RTD en platine avec une résistance nominale de 1000 Ω à 0 °C.

Comme la plupart des capteurs résistifs, les capteurs RTD changent d'un pourcentage relativement faible en réponse aux variations de la quantité physique mesurée. Dans cet esprit, Pt1000 a un coefficient de température d'environ 3,85 Ω/°C. Voyons quelle est l'ampleur des variations de tension au nœud A.

Supposons que nous ayons besoin de mesurer la température avec une résolution de 0,2 °C, ce qui peut être une exigence relativement exigeante. Si la température passe de 0 °C à 0,2 °C, la résistance du capteur augmente de 1000 Ω à 1000,77 Ω. Cela change par conséquent la tension du nœud A de 1,5 V à 1,500577 V, comme calculé ci-dessous :

\[V_{A}=\frac{R_{rtd}}{R_{rtd}+R_{1}}\times V_{exc}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}=1.500577V\]

Par conséquent, une modification de la température de 0,2 °C modifie la tension du nœud A d'environ 577 μV. Nous pouvons directement mesurer VA pour déterminer la valeur de résistance RTD et la température ; cependant, notre système de mesure devrait avoir une résolution suffisante pour détecter des variations d'une fraction de millivolt dans un signal de 1,5 V. En divisant 1,5 V par la taille de pas minimale requise (577 μV), nous pouvons estimer les comptages sans bruit du convertisseur analogique-numérique, ce qui revient à :

\[Noise\,Free\,Counts=\frac{1.5V}{577 \mu V}\approx2600\,counts\]

Cela correspond à une résolution sans bruit d'environ log2(2600) = 11,34 bits. Notez que cela ne nous donne qu'une valeur approximative de la résolution A/D. L'exigence réelle est plus stricte et dépend de la plage de température pour laquelle le thermomètre est conçu. De plus, nous avons modélisé le RTD avec un coefficient de température constant de 3,85 Ω/°C, alors que les RTD sont en fait des dispositifs non linéaires.

Une résolution sans bruit de 11 bits peut être facilement obtenue avec les convertisseurs delta-sigma (ΔΣ) actuels. Ainsi, nous pouvons utiliser le circuit de la figure 1, avec un convertisseur ΔΣ, pour numériser directement la tension aux bornes du RTD.

Il y a des décennies, cependant, de tels convertisseurs de données hautes performances n'étaient ni disponibles ni économiques ; et les concepteurs de circuits ont utilisé des techniques telles que les circuits en pont de Wheatstone pour les mesures RTD. Alors que les circuits en pont sont encore couramment utilisés dans d'autres domaines, tels que les applications de détection de force et de pression, ils sont rarement utilisés pour les mesures RTD. Malgré cela, par souci d'exhaustivité, nous expliquerons brièvement ci-dessous comment un circuit en pont peut assouplir les exigences du convertisseur analogique-numérique (ADC).

Un pont de Wheatstone de base pour la mesure de Pt1000 est illustré à la Figure 2.

La tension de sortie est la différence de tension entre les deux branches. En fait, un circuit en pont change la mesure asymétrique d'une simple branche de diviseur de tension en une mesure différentielle. Dans ce cas, la sortie est de 0 V lorsque le pont est équilibré (à 0 °C). Si la température augmente de 0,2 °C, la sortie augmente à 577 μV comme calculé ci-dessous :

\[V_{OUT}=V_{A}-V_{B}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}-\frac{1000\times3}{1000+1000}=577\mu V\]

Dans ce cas, le signal souhaité qui reflète les variations de résistance RTD ne chevauche pas un grand signal CC. La sortie contient uniquement le signal que nous voulons mesurer. Pour déterminer la résolution sans bruit de l'ADC, nous devons considérer les valeurs maximales et minimales de VOUT sur toute la plage de température du thermomètre. Supposons que nous devions mesurer la plage de -40 °C à 150 °C. La résistance RTD passe de 842,47 Ω à 1573,25 Ω sur cette plage de température. Nous pouvons utiliser ces informations pour déterminer la valeur maximale et minimale de VOUT comme calculé dans le tableau 1 ci-dessous :

Étant donné que le changement minimum qui doit être détecté est de 577 μV, les comptages sans bruit du système peuvent être calculés par :

\[Noise\,Free\,Counts\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{Step\,Size}=\frac{0.334159-(-0.128249)}{577\mu V}\environ 802\, compte\]

Ce qui correspond à une résolution sans bruit de 9,65 bits. Comme vous pouvez le voir, la résolution ADC obtenue pour l'ensemble de la plage de température de 190 °C de la mesure basée sur le pont est encore plus détendue que celle obtenue pour une seule mesure de l'approche du diviseur de tension.

Bien que les circuits en pont puissent alléger les exigences du CAN, cette méthode présente quelques inconvénients. La sortie du pont dépend de la valeur des résistances utilisées dans la configuration du pont. Cette limitation est la raison pour laquelle trois résistances de précision sont nécessaires pour compléter le pont. Outre cette considération, les ponts avec un seul élément de détection sont non linéaires. Par conséquent, en plus de la non-linéarité RTD, le concepteur doit compenser la réponse non linéaire du pont. Des techniques logicielles ou analogiques peuvent être utilisées pour linéariser les circuits en pont, ce qui ajoute à la complexité du système. Lors de l'utilisation de circuits en pont, nous avons également besoin d'amplificateurs d'instrumentation avec de grandes réjections en mode commun qui peuvent fournir des impédances d'entrée élevées et égales.

En raison de ces limitations et du fait que les convertisseurs delta-sigma modernes peuvent facilement satisfaire et vaincre les exigences des applications RTD, les concepteurs de circuits n'utilisent généralement pas de circuits en pont pour la mesure RTD.

La figure 3 montre un schéma simplifié pour interfacer un capteur RTD avec un ADC ΔΣ.

Avec un ADC 22 bits et une tension de référence de 3 V, le LSB (bit le moins significatif) est égal à \(\frac{3}{2^{22}}\approx0.72\,\mu V\).

Avec ces ADC haute résolution, le signal minimum détectable est généralement limité par le bruit électronique à l'intérieur de l'ADC, par exemple le bruit thermique et le bruit de scintillement générés par les circuits internes, plutôt que le bruit de quantification de l'ADC. Si vous avez besoin d'approfondir les performances de bruit des ADC ΔΣ, vous pouvez vous référer à cette excellente série d'articles en douze parties de Texas Instruments.

Le bruit crête à crête référé à l'entrée d'un ADC ΔΣ peut être de l'ordre de microvolts ou moins. Supposons que l'ADC ait un bruit référé à l'entrée de 3 μVp-p. Pour le circuit de la figure 3, nous pouvons trouver la valeur maximale et minimale de la tension RTD, Vrtd, calculée dans le tableau 2 ci-dessous :

À l'aide de ces informations, nous pouvons calculer les décomptes sans bruit du système sur la plage de températures de -40 °C à 150 °C comme suit :

\[Noise\,Free\,Counts\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{Input-Referred\,Noise}=\frac{1.8342 - 1.3717}{3\mu V }=154166\,comptes\]

La division de la plage de température par les comptages sans bruit nous donne la résolution de mesure de la température :

\[Résolution de température=\frac{T_{max}-T_{min}}{Noise\,Free\,Counts}=\frac{150-(-40)}{154166}=0.0012°C\]

Bien que ce niveau de précision soit réellement passionnant, il convient de noter que plusieurs autres sources d'erreurs nous empêchent d'atteindre des performances aussi élevées. La tolérance initiale et la dérive de température de R1 et la tension de décalage ADC et la dérive de décalage sont quelques-unes de ces sources d'erreur. Les calculs ci-dessus confirment cependant que les performances de bruit et la résolution des CAN modernes sont suffisantes pour la thermométrie de précision ; cependant, le concepteur doit éliminer d'autres principaux contributeurs d'erreurs pour maintenir la précision du système.

Notez que dans les exemples ci-dessus, une valeur relativement petite est choisie pour la résistance de polarisation R1. En pratique, une résistance plus grande peut être nécessaire pour limiter l'effet d'auto-échauffement du RTD.

Alors que différents schémas de cet article utilisent une source de tension pour exciter le RTD, de nombreuses applications RTD utilisent une source de courant pour l'excitation du capteur. De plus, les applications RTD dérivent généralement la tension de référence ADC de la même source qui excite le capteur. Cette technique, connue sous le nom de mesure ratiométrique, minimise les erreurs causées par des variations indésirables de la source d'excitation du capteur ou de la référence de tension ADC. Dans le prochain article, nous poursuivrons cette discussion et verrons comment les applications RTD peuvent bénéficier des mesures ratiométriques.

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